这6个设计细节，决定你的PCB，是Demo，还是产品！

2026-09-03 09:40 DC-DC转换 7 次阅读

摘要：工程名称：24V 48V输入，360W降压模块-MP993X 前言这是一个输入24-90V输出12V/15A峰值的360W降压模块！ *0***1 它有什么亮点？它最大的亮点，是这2个性能优势：高转换效率：实测数据显示，24V转12V15A峰值效率高达97.08% ；48V转24V15A峰值效率也达到了95.91% 。优异热性能：实测数据显示，24V转12V15A时MOSFE

工程名称：24V 48V输入，360W降压模块-MP993X

前言

这是一个输入24-90V输出12V/15A峰值的360W降压模块！

24V 48V输入的360W降压模块.png

*0***1

它有什么亮点？

它最大的亮点，是这2个性能优势：

高转换效率：实测数据显示，24V转12V15A峰值效率高达97.08% ；48V转24V15A峰值效率也达到了95.91% 。
优异热性能：实测数据显示，24V转12V15A时MOSFET和电感的外壳温升≤42°C ； 48V转24V10A时MOSFET和电感的外壳温升≤56°C (密闭环境持续运行15min)。

这让它能应用于机器人、工业设备、电动车和储能系统，把48V电池或电源总线转换成大功率24V/12V，给控制器、电机附件、工控机、灯具和传感器等低压设备供电。

那么，它是怎么实现“高转换效率”和“优异热性能”的呢？

接下来，我就分享一下这个360W降压模块的设计图，并分析它的设计原理。争取足够深入浅出，能让你举一反三，将这些干货知识运用在自己的设计中！

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设计图

嘉立创EDA启动！

说明：该电路板的尺寸可以免费打样。

原理图

PCB图

硬件参数

主控：mp9931
MOSFET：BSC070N10NS3G
MOSFET：AON7292
贴片电容：1206

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设计说明

这是一份详细的设计指南，如何将一个开源作品，从可玩级，升级到可用级，就看这6部分的设计细节：

INPUT & OUTPUT

这部分的PCB设计决定了——电压、电流采样准不准。

因为 MP9931 采用 COT（恒定导通时间）控制模式，其导通时间会根据 VIN 和 VOUT 电压进行计算。

想要电压、电流检测准确，VIN、VOUT 以及 VIN-SW 相关采样走线就需要重点处理。

① VIN采样走线尽量粗、短，以保证输入电压采样精度

MP9931 内部导通定时器需要采样 VIN，因此 VIN 采样走线应尽量减小压降以及外部噪声干扰。

如果走线过长、过细，采样到的 VIN 与实际输入电压产生偏差，就可能进一步影响 COT 控制。

② HS-FET漏极侧的VIN采样走线尽量粗、短，以保证峰值电流检测精度

MP9931 的峰值电流通过 VIN-SW 压差进行检测。

因此，这部分走线产生的额外压降和干扰，也会直接影响芯片对于峰值电流的判断。

也就是说，这里的走线不仅关系到“电压测得准不准”，还关系到过流保护到底准不准。

③ VOUT采样走线尽量粗、短，以保证输出电压采样精度

MP9931 内部导通定时器同样需要采样 VOUT。

因此 VOUT 采样路径也应尽量避免过长走线以及大电流路径带来的压降和噪声。

同时，当 VOUT＞8.4V 时，输出端还会参与 VDRV 驱动电源的供电。

所以这一部分可以简单理解成：**VIN、VOUT采样越准确，COT控制和电流保护的判断就越可靠**。

VDRV 设置

这部分主要解决——高频工作时MOSFET驱动电流不足，导致VDRV掉压甚至芯片启动失败的问题。

MP9931使用COT控制时，SW 开关频率并不是任何情况下都固定不变。即使通过Freq电阻将正常开关频率设定为 100kHz，在软启动、短路保护等特殊工况下，实际开关频率仍可能明显升高，最坏情况下甚至可能达到约 3MHz。

因此，可以从两个方向进行优化。

方案一：提高EN UVLO阈值

通过 EN UVLO 将VIN的欠压锁定阈值设置得更高，避免MP9931在输入电压过低、特殊工况更容易出现高频工作的状态下启动。

方案二：使用外部VDRV偏置供电

当使用大电感、大输出电容、大Qg MOSFET时，如果内部VDRV驱动能力不足，就可以增加外部VDRV Bias，为 MOSFET 驱动提供额外的供电能力。

按照参考设计，可以从 VDRV-Bias 到 VDRV 引脚增加一个高速开关二极管 1N4148。如果设计阶段暂时无法确定 Idrv 是否会超过 70mA，也建议在 PCB 上提前预留外部VDRV偏置器件的位置。

推荐的上电顺序为：VIN上电 → VDRV-Bias上电 → EN由低变高使能；这样可以让驱动电源先建立，再启动主功率级。

简单来说：MOSFET的Qg越大、开关频率越高，MP9931需要提供的驱动电流就越大。一旦内部 VDRV 撑不住，就可能出现：VDRV掉压 → UVLO触发 → 启动失败。

VDRV BST 肖特基选型

这部分主要解决——BST驱动能力不足，导致上管MOSFET无法充分导通的问题。

MP9931的HS-FET是高边MOSFET。为了让上管充分导通，需要通过 BST 自举电路建立足够的栅极驱动电压。因此，从VDRV 到 BST 之间的自举二极管选型非常重要。

参考设计中，可以增加肖特基二极管 B110。

这里主要关注两个参数。

① 肖特基二极管的VRRM必须高于输入电压VIN

VRRM 指的是二极管的反向重复峰值电压。当 HS-FET 导通时，自举二极管会承受与输入电压 VIN 相关的反向电压，因此二极管的反向耐压必须留有足够余量。如果耐压不足，就可能存在二极管击穿的风险。

② 100mA时的正向压降建议低于0.5V

BST 电路本身就是为了给上管提供足够的驱动电压。如果肖特基二极管的正向压降过大，就会进一步吃掉自举电压。特别是在 5V 等低压输出应用下，这个问题会更加明显。

二极管压降过大会导致等效导通损耗增加，进一步带来温升增加、效率降低，严重时甚至影响系统可靠性。

MOSFET 与开关频率选型

这部分主要解决——驱动过载、MOSFET开关损耗以及SW尖峰过高的问题。

MOSFET 并不是单纯选择一个“RDS(on)越低越好”的型号就结束了。还需要同时考虑：Qg、开关频率、输入电压、输出电流以及器件耐压。

MOSFET 平均驱动电流为：Idrv=Qg(HS-FET+LS-FET)×Fsw。因此，MOSFET 与开关频率的组合应首先满足：Idrv＜70mA**，避免超过MP9931内部VDRV LDO的最大驱动能力。也就是说：Qg越大的MOSFET，就越不适合搭配过高的开关频率。**反过来，如果系统需要较高的Fsw，也应尽量控制MOSFET的Qg。

除此之外，对于高输入电压、大输出电流的应用，还需要特别考虑 MOSFET 的开关损耗。开关频率越高，MOSFET 每秒完成开通和关断的次数越多，开关损耗通常也会随之增加。因此，在高 VIN、大电流应用中，可以适当：降低开关频率，同时增加电感量。用更大的电感换取更低的开关损耗和温升。

但频率、MOSFET选型之外，还有一个非常容易被忽略的问题——SW开关尖峰。**MOSFET高速开关过程中，PCB寄生电感、MOSFET寄生参数以及布局都会引起瞬态尖峰。所以实际输入电压即使只有几十伏，也不代表 SW 节点最高电压就只会达到 VIN**。

实际设计中必须进行应力测试，并确保在最坏工况下：SW开关尖峰不能超过MP9931的110V绝对最大额定值；同时也不能超过MOSFET自身的击穿电压BV。

因此，MOSFET 与频率的选型，本质上是在几个参数之间寻找平衡：低Ron、低Qg、低开关损耗、足够耐压，以及MP9931能够提供的驱动能力。

Current Limit

这部分主要解决——过流保护限流点不准确，以及温度变化导致限流点漂移的问题。

MP9931同时涉及谷值电流限制和峰值电流限制。而这两部分设计中，都不能忽视一个非常重要的参数：

MOSFET的RDS(on)会随着温度变化。

也就是说，如果只按照MOSFET数据手册中25℃条件下的 RDS(on) 设计限流点，实际电源升温以后，保护电流可能就会发生偏移。

谷值电流限制

谷值电流检测可以利用 LS-MOSFET 的 RDS(on) 进行无损电流检测。

这种方式的优点是：

不用额外串联大功率电流检测电阻，可以减少额外损耗。

但缺点也非常明显：

MOSFET 的导通电阻并不是一个完全固定的值。不同器件之间存在差异，同时温度升高以后 RDS(on) 也会发生变化。

所以如果设计对电流精度要求比较高，建议使用独立的分流电流检测电阻**，**来获得更加准确、稳定的电流检测结果。

峰值电流限制

MP9931 的峰值电流限制内部阈值为 400mV。

当HS-FET导通时，芯片通过VIN-SW 电压来检测上管的电流情况。因此这里必须重点考虑HS-FET RDS(on) 与温度之间的关系。

根据参考资料——100℃时的HS-FET Ron，大约可能达到25℃时的1.5倍。

这意味着，同样的电流流过 MOSFET，温度越高，MOSFET 上产生的压降就越大；而 MP9931 是通过这个压降判断电流大小的，因此实际限流点也可能随温度发生变化。所以Current Limit设计不能只算一个“常温限流值”，还需要检查**低温、常温、高温状态下的RDS(on)，以及对应的实际限流点。**

如果系统对于过流保护精度要求较高，就更应该考虑独立采样电阻，而不是完全依赖 MOSFET 的 RDS(on)。