引言
选择运算放大器来驱动模数转换器 (ADC) 并非易事。ADC 的选择通常取决于终端设备，并需要在多个参数之间进行权衡。即使在同一领域或细分市场中，对 ADC 的要求也可能各不相同。例如，在测试测量领域，可以看到逐次逼近寄存器 (SAR) 与 Δ-Σ ADC 混合使用的情况。SAR ADC 在参数测量装置、存储器测试仪和电池化成测试仪中较为常见。
Δ-Σ ADC 则通常用于振动分析、数据采集和科学仪器仪表。根据整体系统要求，某些应用两者皆可使用。高精度称重秤更适合采用 Δ-Σ ADC，因为其分辨率更高；而消费级和低端型号则依靠 SAR 架构来最大限度降低功耗。
同样，数据通信光模块倾向于使用 SAR ADC，而电信光模块则多采用 Δ-Σ ADC，尽管这两类应用同属数据中心领域。
仔细关注运算放大器（或模拟前端）的直流和交流规格，有助于避免 ADC 性能下降并减少误差。
电路配置与带宽及其他误差
反相电路配置的优点是能避免共模调制误差，因此不需要很高的共模抑制比。但该配置会降低输入阻抗，使之等于输入电阻与反馈电阻的并联值，并且反馈电阻会引入增益误差。非反相配置通常能提供高得多的输入阻抗。运算放大器的闭环带宽或有效带宽取决于噪声增益（或非反相增益），而不是信号增益。
在图 1 中，TI 的 OPA325 增益带宽积为 10MHz。在正单位增益（缓冲器）配置下，带宽为 18MHz。超出的带宽来自增益峰化，在 TINA-TI™ 宏模型中，这是由输入电容和开环输出阻抗引起的。在这种情况下，信号增益为 –1，噪声增益为 1。
图 1 缓冲器配置下的 OPA325
另一方面，图 2 中所示电路的带宽为 6.7MHz，约为图 1 中缓冲器带宽的三分之一。在图 2 中，信号增益为 –1，但噪声增益为 2。请注意，即使在增益仅为 2 的反相配置中，增益峰化也远没有那么明显。增益越高，增益峰化就越低。
图 2 噪声增益为 2 时的 OPA325
DC 增益误差
开环增益 (Aol) 对直流增益精度起着重要作用。以图 2 所示的反相电路为例，在 12 位系统中，Aol 必须至少为 78dB（即 8,192），也就是 212 × 2。现代通用运算放大器几乎都能达到 78dB 的 Aol。如果要求达到 16 位精度（在噪声增益为 2 的情况下），最低 Aol 必须达到 102dB，这在大多数情况下都需要使用精密器件。请记住，Aol 也取决于输出负载，因为末级增益取决于 gm × RL。在反相电路中，反馈电阻器（图 2 中的 R1）是负载。
输出限制与线性度
运算放大器规格表列出了输出摆幅，对于互补金属氧化物半导体 (CMOS) 器件，摆幅通常离电源轨 10mV 至 20mV，这一测试通常称为极限摆幅测试。为确保运算放大器保持在线性区域，请关注 Aol 规格的条件，以确定允许的最大电压摆幅。由于 ADC 具有高输入阻抗，因此应关注最大负载条件。
例如，OPA328 在 10kΩ 负载下的电压输出摆幅为 ±100mV。当与采用 3.3V 单电源的 ADS8860 搭配使用时，OPA328 的线性范围为 0.1V 至 3.2V，而 ADS8860 的输入范围为 0V 至 3.3V。显然，这并未利用全部动态范围，因此造成了码值浪费。使用 LM7705 负偏置发生器 (–0.23V) 并将正电源提高至 3.5V，可解决此问题。考虑到 OPA328 的 ±100mV 输出限制，并在加入 LM7705 后，有效输出范围变为 –0.1V 至 3.4V，完全覆盖 ADS8860 的输入范围，且不违反其绝对最大额定值（–0.3V 至 3.6V）。
噪声与 ENOB
在驱动高分辨率 ADC 时，运算放大器噪声起着至关重要的作用。低噪声放大器有助于为整个系统实现更高的有效位数 (ENOB)。换句话说，运算放大器噪声越低，ENOB 的劣化就越小，精度也越高。需注意，低噪声放大器通常需要较高的静态电流，而静态电流又与带宽成正比，其关系可表示为：
公式 1
在电流相同的情况下，双极性运算放大器能实现更宽的带宽（或者换句话说，效率更高）。
总噪声（含电压基准）的计算公式如方程式 2 所示：
公式 2
公式 3
仿真显示，OPA328 在正单位增益下的总噪声为 47µVrms，在反相增益 2（噪声增益）下约为 83µVrms。图 3 和图 4 显示了相应仿真结果。
图 3 OPA328 在正单位增益下的 RMS 噪声
图 4 OPA328 在反相配置下的 RMS 噪声
在相同电路中使用 OPA325，得到的噪声分别为 39µVrms 和 55µVrms。
虽然选择噪声最低的运算放大器看似理所当然，但必须记住，低噪声放大器的噪声表现还取决于其带宽。换句话说，宽带电压噪声密度为 6nV/√Hz 的 OPA328，其噪声比宽带电压噪声密度为 9nV/√Hz 的 OPA325 高出约 20%。OPA328 的带宽是 OPA325 的四倍。
仿真总噪声 (RMS) 是分析中的关键一环，也是提升系统 ENOB 的一个简便途径。
例如，在图 5 的噪声曲线图中，要将噪声降至 ADS8660 相关参数的 39µV 的一半（即 1/2 最低有效位 (LSB)），需将带宽限制在约 2MHz。
图 5 OPA325 在正单位增益下的 RMS 噪声
图 6 展示了 OPA325 在反相配置下的 RMS 噪声仿真结果。
图 6 OPA325 在反相配置中的 RMS 噪声
图 7 显示 REF7050 的总噪声 (RMS) 约为 2.2µV，对系统总噪声的影响极小。将其纳入方程式 2 后，得到的总噪声为 55.7µV。如果忽略电压基准噪声，公式 1 给出的结果为 55.6µV。如果将 OPA325 的带宽限制在 2MHz，其噪声约为 18µV，系统总噪声为 43µV，显然 ADS8860 的噪声占主导。
图 7 REF7050 RMS 噪声
方程式 4 将系统的总信噪比 (SNR) 表示为：
公式 4
总噪声为 55.6µV 时，总 SNR 为 90dB。若将 OPA325 的带宽滤波限制在 2MHz，总 SNR 为 92.2dB，相比 ADS8860 原本 93dB 的 SNR，劣化程度不足 1dB。
输入偏移电压与漂移
运算放大器的偏移电压是误差来源之一，会影响系统精度。在 5V 满量程电压范围下，ADS8860（16 位）的量化误差为 5 / (216 + 1)，即 76µV。为避免量化误差并保持系统精度，请将目标设定为 LSB 的一半，即 38µV。虽然输入偏移电压可以通过校准消除，但偏移电压漂移的校准方法更为复杂。汽车和井下钻探等应用对温度的要求远高于实验室和现场仪器仪表、测试测量以及医疗仪器。现代高精度运算放大器采用零漂移或 e-trim™ 等技术，具有极低的偏移电压和漂移，其数值远低于理想的 LSB 值，有助于实现更高的系统精度。
表 1 列出了 TI 提供的一些采用各种技术的精密运算放大器。
表 1 用于驱动高分辨率 ADC 的低噪声精密运算放大器
趋稳时间
具有高转换率、低输出阻抗和高相位裕度的宽带宽放大器趋稳更快。驱动 ADC 时，应选择趋稳时间能达到所需分辨率并与 ADC 的采集时间相匹配的运算放大器。请记住，采集时间等于采样时间减去转换时间。降低采样率有助于放宽对运算放大器趋稳时间的要求。
理想情况下，运算放大器应趋稳在 ADC LSB 的一半内，以避免误差。不过，很少有运算放大器数据表会规定高达 16 位 (0.0015%) 的趋稳时间。开环输出阻抗是一项常被忽视的规格。低开环输出阻抗意味着相位裕度更高，进而意味着趋稳时间更快。此外，开环输出阻抗的形状也会影响电路稳定性。平坦（阻性）的开环输出阻抗运算放大器更易于补偿。运算放大器输出端的电荷桶式电阻器-电容器滤波器会引入一个极点，降低相位裕度，但同时能最小化采样期间的输出压降。根据极点位置的不同，可能会观察到过大的振铃（过冲），从而影响趋稳时间。
图 8 展示了一个使用 OPA328 驱动 ADS8860 的电路。采样率设置为 500kSPS。ADS8860 的采集周期为 Tacq = 2µs – 710ns = 1,290ns。
将采样率降至 500kSPS，电路趋稳时间可加快至 425ns，远低于 LSB 的一半。
图 9 展示了 OPA328 与 ADS8860 的配对连接，并利用该电路对趋稳时间进行了仿真（图 10）。
图 8 OPA320 开环输出阻抗与频率间的关系
图 9 OPA328 驱动 ADS8860
图 10 OPA328 驱动 ADS8860 时的趋稳时间
稳定性
优化电路的趋稳时间和噪声性能，不能以牺牲稳定性为代价。本文讨论的运算放大器均具有低且平坦的开环输出阻抗，这大大简化了补偿设计。
图 11 展示了驱动 1nF 电容器的 OPA328，在反馈环路外使用 50Ω 隔离电阻器（与驱动 ADS8860 所用电阻器相同）。相位裕度为 61 度，确保了设计的稳定可靠性。
运算放大器的稳定性至关重要。如果运算放大器不稳定或处于不稳定的边缘，出现严重振铃和过冲，其他一切都无从谈起。
图 11 带重电容负载时的 OPA328 开环增益与相位裕度
结语
选择运算放大器作为 ADC 驱动器，必须从具体应用出发。便携式测试测量设备、医疗器械和条码扫描仪都依赖低功耗；而天然气勘探、位移测量及半导体测试设备则需要更高的分辨率，因而需要低噪声精密运算放大器。在为给定 ADC 选择运算放大器时，没有万全之策；只能针对某方面进行优化，并在其他方面做出取舍。
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