小伙花10元，做了个测量工具！网友：这精度，是10元能做到的吗……

2026-07-12 10:24 来源：立创开源硬件平台测试测量 3 次阅读

摘要：01 性能指标（已实测）小电流档相对精度(5.1Ω)：±(0.55%+0.5μA) 大电流档相对精度(10 mΩ)：±(0.1%+0.5 mA) 测量分辨率：0.1μA/0.1 mA/1mA 电流量程：1μA∼8 A (Max) 电压量程：3.3 V∼36 V 物理采样率：≥7 kHz 项目的功能，主要围绕2大接口、本地功能、上位机功能展开描述： 02 功率接口

性能指标（已实测）

小电流档相对精度(5.1Ω)：±(0.55%+0.5μA)
大电流档相对精度(10 mΩ)：±(0.1%+0.5 mA)
测量分辨率：0.1μA/0.1 mA/1mA
电流量程：1μA∼8 A (Max)
电压量程：3.3 V∼36 V
物理采样率：≥7 kHz

项目的功能，主要围绕2大接口、本地功能、上位机功能展开描述：

功率接口

Type-C 接口：CC 默认直通，DP/DN 直通，可成功透传 PD/QC 及其各类私有协议。
排母接口：兼容标准杜邦线连接，便于日常开发调试。
XT30 接口：专为5 A∼8 A 大电流设计的接口。由于双 MOS 损耗较大，建议持续工作电流不超过3 A；当 VBUS≤9 V时需进一步降额使用。(一般用不到，多档位方案不适合长期大电流)

信号接口

SWD：单线调试引脚，用于WCH-Link烧录与调试。
TX：TTL 串口输出引脚，默认速率为1.5 M∼2 M，用于连接上位机。
GND：数字地，配合SWD/TTL使用，请勿将其作为功率地（PGND）使用。

本地功能

基础页：同屏显示输出电压、电流、功率，右侧指示当前档位。
曲线页：支持三档时基缩放，具备峰值/实时值/平均值统计。
统计页：支持0.01mAh/0.01mWh电量/能量的积分累计。

上位机

适配VOFA+开源上位机，界面流畅，交互直观。
提供基于PyQt5的上位机，支持开发区域测量、事件分析等多项高级功能，个人认为已达到可用级别。
提供配有OCR的工具套件，涵盖校准电压、零点、电流三大基础标定项，以及信噪比、采样率测算等额外分析项。
信号部分电路大同小异，节省时间仅介绍一下各引脚分配情况。
功率部分稍有创新，会重点介绍。

信号

这部分主控采用CH32V003J4M6 (SOP8)，在仅有的6 个I/O下实现了整体设计。

等效信号架构图：

PD1兼具SWD与按钮1功能；PD6兼具UART串口发送与按钮2功能。
PA2引脚用于监听INA226的ALERT中断信号，实现硬件过流升档。
PC4引脚驱动MOS网络，完成Ω与mΩ采样电阻的切换。
PC1/PC2硬件I2C引脚驱动OLED屏幕与INA226，未启用EEPROM。

功率

系统支持最高36V的工作电压输入，配备了硬件级反接保护。

等效功率路径图：

(1) 防护电路

过压防护：电源入口处配置了 TVS，用以吸收热插拔瞬间产生的尖峰高压浪涌。
反接防护：采用 PMOS 构成的反接保护电路，提供相比二极管更低的发热与压降损耗。
栅极限压：PMOS 栅极（G极）配有泄放稳压电路，确保在输入高电压（>

20 V）时，其栅源电压 VGS 不会超过器件击穿阈值。上拉和泄放回路在采样前级取电，不会对测量精度产生干扰。

(2) 逻辑供电

高耐压 LDO：采用支持最高 40 V 输入的线性稳压器，封装选用散热面积更大的 SOT-223，保证在高压差工况下不过热。
数字供电隔离：LDO 前端的隔离二极管D6，当功率链路发生电流抽载导致电压跌落时，该二极管能阻断 LDO 向外倒流，保障单片机不断电。

(3) 采样电阻切换

输入电流首先到达INA226的

IN+采样检测点。
通过由单片机CTRL引脚控制的复合MOS切换网络进行双档位切换：
防掉电续流保护：在μA 档位下工作时，若系统突发瞬态电流冲击，采样电阻上的压降将迅速扩大。一旦跌落电压超过并联二极管D2 的导通阈值，大电流将直接通过 D2 旁路流出。这能有效避免因采样分压过大导致后端负载意外掉电，同时保护电阻RHIGH不被超额功耗烧毁。
A 档（大电流档）：电流流经RLOW采样电阻和Q2功率开关后输出至VOUT。此时，模拟开关S2截止，S1 导通，SEN1检测点作为实际的采样负端IN−。工作状态原理图如下，其中蓝色代表采样检测线，绿色代表主电流通路。
μA 档（小电流档）：Q2开关截止，电流流经由RLOW+RHIGH 组成的 Ω 级精密采样电阻输出至 VOUT。此时，模拟开关S2导通，S1截止。采样点即为VOUT。工作状态原理图如下，其中蓝色代表采样检测线，绿色代表主电流通路。

校准流程

教程前的说明（必看）

这里所提及的精度为相对精度，即相较于基准设备的偏差，至于基准设备自己会不会偏差那我觉得答案应该是会的。
校准流程需严格按照此文档顺序，校准脚本1~4需要刷入校准专用固件，他们的特点是串口速率设置为2 M。
校准脚本5、6以及上位机需要在正式固件中运行，他们的串口被设定为1.5 M。
所有脚本都可针对自身情况修改，设备若支持通讯可实现深度自动化校准。

需求工具

可调电源（能输出就行）
T21L及以上万用表（电压、电流、电阻）
WCH-LINKE（烧录、串口）
负载（μA 档可用贴片电阻，A 档水泥电阻，或电子负载）
摄像头（可选，用于OCR识别读数）

(0) 采样电阻计算器(可选)

可快速计算采样电阻阻值对应的最大量程与分辨率。用户可根据需要选择采样电阻阻值。

RLOW 推荐10∼20 mΩ
RHIGH 推荐5.1∼100 Ω。

(1) 电压校准

电压校准是所有后续流程的基准，这是判断INA226真伪的最直观方案。

电压线性曲线

经过实测，在3 V∼36 V 范围内，单点 LSB 的最大极差在1750 nV，若只关注3.3 V∼36 V，则最大极差在 750 nV。

经过 @御坂美琴我老婆的提醒，3 V∼3.3 V 异常可能是由于 VCC 电压跌落导致，但我必须得说，nV 级别的测量远超我基准设备精度，我用绿色面积展示基准精度以便观察。

如果没有高精度的基准设备（六位半），偏差不大可以直接填写1,250,000 nV。
但我测试了多块 INA226，有个别地址是 0x44 的假片，其内部基准源偏差巨大，LSB 平均在1,182,000 nV，差值高达68,000 nV（误差近 5.4%5.4%），经过校准后也能用，但不建议。

1.1 电压校准流程

将设备接入可调电源，使用万用表测量输出端电压，将实测值 OCR或手动录入。
电压一般仅需快速测量3-5个点即可，输入Y后会显示所有测量的点位统计。

(2) 电流零点校准

在实际测试中，在3V 依旧存在一个异常抖动，猜测同由 VCC 引起。此外还呈现出明显的单调递增，经过排查是由于 INA226 的 VBUS 引起，但结合利弊我依旧选择了当前方案，下面会详细说明。

2.1 uA档零点曲线

VBUS引脚接入VMAIN：只能测量输入电压，将无法使用电阻校准电流，且输出容量计量不准确，但没有抽电影响。以下是实测图：
VBUS引脚接入VOUT：可测量精确输出电压，计量准确，虽然会抽取电流，但只是一个典型值为 850 kΩ 的固定负载，由图可见明显的线性关系，可通过校准补偿，以下是实测图：

2.2 A档零点曲线

对于A 档位来说，VBUS 抽走的电流不值一提，整体曲线与接入 VMAIN 引脚的μA 档趋势相似，总体都呈现为高点迅速跌落后再缓慢升高，其成因推测与 INA226 的 CMRR 与Ib 等有关，经过校准影响不大，故暂不深究。

2.3 校准流程

针对不同输入电压下的不同零点，我设计了动态零点补偿算法。它通过记录关键拐点，随后再进行线性映射补偿，以下是具体校准方法。

启动 Python 脚本，确认串口号并填入上一步校准得到的 cal_v_lsb_nv，确保设备未接入任何负载后点击“开始录制数据”。
缓慢调节可调电源，将电压从3 V 连续提升至

36 V。脚本会实时记录每个电压点对应的SRAW 原始底数。
按下设备左键切换电阻档位。等待 1 秒缓冲后将电压从36 V 再次缓慢调节回3 V。最后点击“停止录制并调参”。
RDP 算法可将采样点压缩，直接生成标准的 C 语言结构体代码。需要注意的是，受限于 Flash 容量，最好确保两档位相加的拐点不超过 30 个，否则可能无法成功编译。
固件更新：将生成的 table_10mr 和 table_100r 数组复制并替换到 power_app.c 中。

(3) 电阻阻值校准

虽然该设备检流网络较为复杂，但反而可以自由搭配电阻。因为我们会通过校准来倒推电阻的阻值，不依赖电阻精度，只需要尽可能关注温漂这一个参数。

在经过零点校准后，此时电流值的线性比预期要好，但在首尾还是有些许抖动，但这有可能是基准设备导致。

> 右侧(8A点位)异常升高推测由温漂引起，再次强调不建议大电流使用

3.1 测量策略

μA 档

如果万用表能够测出0.1 μA 电流，可以直接选用电流档作为基准。
如果不能，我们可以用已知阻值的负载，配合第一步就校准过的电压值，利用欧姆定律（I=V/R）倒推出真实电流。（VBUS 引脚必须接入 VOUT）

A 档位

此档位下采样电阻功率较大，且负载阻值会随温度漂移。推荐直接使用万用表的电流档串联在回路中，以万用表的实时读数作为校准基准。

3.2 校准流程

可选在目录下编辑 resistors.txt，填入你准备好的电阻阻值或电流点( 如 100KR, 10R, 1.5A )，系统会自动按顺序执行。
如果没有检测到resistors.txt，运行校准脚本后可选择启用OCR或手动输入。
你可以随时输入 Y 结束取样并进入计算阶段，在计算阶段中填入之前测试的已知变量（来自校准1、2）
调整压缩等级，将生成的 GainPoint_t 结构体代码复制回工程文件中。（受FLASH限制校准点相加最好不超过20个）

(4) 精度测试与预测+采样率档位介绍(可选)

这部分的精度指INA226的噪声与信噪比，设备的整体精度会在更后面测试。

4.1 档位

在INA226中，有0~7共8档采样率，我分别测试了他们之间的关系，同时我也测试了很多人关注的TPA626。

我们可以看出，随着档位的提高，无论是INA226还是TPA626的噪声都在迅速降低。但值得注意的是，626的噪声远大于226。

> TPA626对于IIC的要求更严格，多数项目可能并不兼容。

可以看出，TPA626提升档位时带来信噪比的提升有限，这说明TPA626的噪声大概率并非白噪声主导。

此外，虽然从规格书中TPA626的转换时间在同档位比INA226更快，但实测下来，他们惊人的相似。

4.2 超采样

以下是我提供的第五个工具，从1.947的LSB能看出，这是工作在档位1的INA226，你可以使用此工具计算达到目标分辨率与信噪比所需的平均值次数，还能直观看出你的INA226是否正常，蓝色曲线为理论计算的最佳曲线，而红色是实测，如果红色越贴近蓝色，说明超采样有效。

这个数据实在太漂亮了，即使平均次数超过1024次依然有可观提升，这说明INA226中完全随机的白噪声几乎占据主导，我们可以根据这一特性来突破原本的分辨率限制。

在正常情况下，使用5.1 Ω 采样电阻，你能得到的最高分辨率就是490.20 nA，也就是 0.49 μA。

但依靠超采样，我们只需要进行1024次平均，就可以提供0.1μA的分辨率，同时SNR≥3，也就是几乎不会抖动。

所以这里会出现一个反常识的地方，对于INA226这种 ΔΣADC 来说，给予其更长的积分时间会比后期处理更有效，但我们进行超采样反而非常依赖噪声。如果你真的开高档位，输出无噪声无抖动的数据，反而会导致超采样失效，例如：

综合下来前两个档位性价比最高，上位机使用 CT0 档位，提供最高7.2 kHz 采样率，并可由上位机进行二次滤波处理。CT1 搭配 1024 次平均用作单机本地数据显示。

> 值得注意的是，平均处理必须依靠MCU后处理，这样才能取得超过16bit的分辨率

在固件中你可以配置使用的采样档位：

以及平均次数：

(5) 降档阈值计算器

至此，你已经完成了在校准固件中的测试项，可以刷入主固件，同时继续进行后续步骤。

由于固件并不限制采样电阻，所以触发降档的LSB截然不同，此计算器可以快速计算阈值，并允许按系数调整。

如果系数 > 1，可能会导致硬件触发降档后又瞬间触发升档，这不会造成损坏，但会导致切档时期数据丢失。
如果系数 < 1，更保险，但一般无需。
在系数 = 1 时，日常使用足够，但我得说降档是依靠软件的，可能并不稳定（尤其是 100 Ω+10 mΩ 这种组合，降档可能粘滞）。
下面为5.1 Ω+10 mΩ 的测试

(6) 有效采样率(可选)

由于唯一的 ALERT 引脚被用来升档使用，我们没有同步机制，但 INA226 内部的采样时间是存在偏移的。由规格书可知，CT0 的采样速度最大为154 μs。

如果我们以固定的140μs时间提取数据，将不可避免有大约1%的数据点同步失败，此时的真实有效帧率大约降低到7.06kHz。但值得注意的是，受到芯片体制影响，有的重复率会更低。

我测试了从135μs∼150μs的数据：

可以发现，141 μs 为性价比最高的设置，如果超频，重复率会快速升高，且有效帧提升不大。如果降频，重复率下降不明显，且有效帧率也在快速下降。

数据重复的具体表现为曲线突然变平，但整体而言还算可以接受

这个间隔在固件中同样可以快速配置，并根据使用档位自动选择分支。

精度

我会按照三种难度来测试，测试视频会在最后一起放出。

电压不变，负载与校准相同，此情况仅为测量理想情况下校准系统是否正常工作。
电压不变，负载与校准不同，常见情况，此时电阻校准开始动态补偿，脱离最优情况。
电压改变，根据欧姆定律，此时电流也跟跟随改变，此时需要同时进行动态零点补偿与动态电流补偿，此测试为理论最差情况。

由于负载有限，有些我只测了部分量程。

(1)μA 档位（难度 1）

实测精度：

±(0.56%+0.1 μA)，全量程

(2)μA 档位（难度 2）

实测精度： ±(0.27%+0.4 μA)，453 μA∼15 mA 范围（负载限制）

(3) μAμA 档位（难度 3+）

实测精度：±0.50 μA，2.2 μA∼22 μA（负载限制）

(4) AA 档位固定电压（难度 1）

±(0.06%+0.50 mA)，300 mA∼1.2 A（负载限制）

(5) AA 档位调整电压（难度 3）

±(0.09%+0.03 mA)，300 mA∼1.35 A（负载限制）

”

其次就是INA226，价格浮动较剧烈，假货很多，建议会员日用11-10买，或者找绝对可靠的店铺用-2券。

在多档位电流表中，当进行档位切换或负载电流发生突变时，电流会优先对测量回路中的寄生电容进行充放电。只有当电容两端的电压稳定后，真实反映电流大小的电压信号才会呈现在采样电阻两端。因此，如果并联在采样路径上的寄生电容过大，将会直接拖慢电路的动态响应速度，导致高频测量失真。

在项目初期，我并未进行严密的容值计算，本着求稳的心态直接选取了较低寄生电容的器件。我提取了各元件在极限状态（如 VDS≈0V）下的标称参数：

信号N-MOS(VDS≈0V时)：Crss≈16 pF， Coss≈26 pF，Ciss≈40 pF
信号 P-MOS (−VDS≈0V 时)：Crss≈5 pF， Coss≈13 pF， Ciss≈22 pF
续流肖特基二极管 (VR≈0V 时)：Cj≈1050 pF
功率 P-MOS (VDS=−20V,VGS=0V,f=1MHz)：Crss≈215.3pF，Coss≈270.9pF，Ciss≈2000pF

（2）暴力计算

在我们的电路拓扑中，一般Rhigh≤100Ω 。

我们采用最坏的情况估算，完全无视电路的物理结构隔离，强行将上述所有器件的所有种类电容（不管是输入、输出还是反向电容）全部相加：

Ctotal_abs≈∑(Ciss+Coss+Crss+Cj)≈4000 pF=4 nF

我们将这个高达4 nF 的夸张电容值，带入最大采样电阻100Ω 中，计算一阶RC电路的时间常数τ：τ=R×Ctotal_abs=100Ω×4×10−9F=400 ns=0.4μs

在工程上，信号达到99.3%的稳定状态需要经过5τ 的时间。因此，在这个“不可能存在的极限恶劣电路”中，电压建立时间为：tsettle=5τ=5×0.4μs=2.0μs

而本方案中采用的 INA226，即使在最高速下，其单次采样转换时间为 140μs。

结论：

即便离谱的夸大了寄生电容，硬件信号稳定的速度 (2.0μs) 依然比 ADC (140μs) 快了 70 倍。

这说明，在此项目的架构下，寄生电容不构成瓶颈。我们在选型时不需要为了几十pF 的电容差异而牺牲成本或其他性能。

（3）耐压

INA226 的 VBUS 引脚原生支持最高 36V 的总线电压测量。为了充分榨干这一特性，我们将整个系统的标称耐压上限也定为了 36V。

然而，对于 P-MOSFET，虽然其漏源极击穿电压（VDSS）可达-40V，但其栅源极击穿电压（VGS）的极限只有 ±20V，如果在 36V 输入下直接将栅极拉低到地（0V）使其导通，其VGS 将承受高达 -36V 的压差，导致击穿烧毁。

所以我们在每一路 P-MOS 的栅源极（G-S）之间加入了 12V 稳压二极管。无论输入电压多高，都能将 VGS 钳位在 -12V 的安全导通区间内。

但引入大量的稳压管和分压电阻显著增加了 BOM 种类和 PCB 布线复杂度。

事实上，在绝大多数低功耗嵌入式调试场景中，被测电压极少超过 20V（多为 3.3V / 5V / 12V 逻辑）。在下一代版本中，我将考虑把系统的标称工作电压下调至 20V 以内，从而移除稳压管钳位网络，进一步缩减体积与成本。

（4）漏电流

任何二极管的电流-电压（I-V）关系，都遵循肖克利二极管方程：I=IS×(enVTV−1)

I 是流过二极管的电流。
V 是二极管两端的电压（正向为正，反向为负）。
IS 是反向饱和漏电流。

当我们测量时：

测 10μA 电流，100Ω 电阻两端产生1mV的正向压降。
此时，并联在旁边的二极管承受的V=+0.001V。
由于V非常非常小，指数函数 (ex−1) 可以近似等效为一条直线。
此时的正向电流 I，是直接与 IS（反向漏电流）成正比的

如果一个二极管的反向漏电（IS）极大（比如 500μA），那么它在1mV 的正向微压降下，同样会产生极大的正向微导通电流（可能高达几微安，直接把你的信号偷光）。

绝大多数的SS1045其 IS=0.1mA，但此设备选用的正芯，其规格书所写是IS=0.1uA，至于有没有虚标我也不清楚。

（5）导通内阻

本项目的最大理论量程设定为 8A，这基于大电流档（10mΩ）在 INA226 满量程81.92mV 下的物理上限（81.92mV/10mΩ≈8.19A）。

然而，能测到不等于能长期工作，由于回路上串联了防反接 P-MOS 与量程旁路 P-MOS，即使 RDS(on)≈10mΩ。

在 8A 电流下，整个测量路径的总发热功率惊人：

采样电阻发热： Pshunt=I2R=82×0.01Ω=0.64W
双 MOS 管发热： Pmos=I2×(2×RDS(on))=64×0.02Ω=1.28W
路径总功耗： 0.64W+1.28W≈1.92W

近2 W 的热量如果不加装散热片或主动风冷，几十秒内核心区域温度就会突破 80∘C∼100∘C。高温更会导致采样电阻产生温漂，以及 MOS 管内阻随温度正向激增，进一步形成热失控恶性循环。

不仅于此，标称电流还直接影响了我们的续流二极管选型，因为极限情况下，我们要求在 μA 档位下也要能通过8 A 的电流，这就代表二极管绝不能是个小家伙，但众所周知，更大的封装又会造成更大的结电容，更大的漏电流，反而影响测量精度。

为此，续流二极管做了兼容焊盘，如果不需要大电流测量，可以使用更小封装的二极管，配合20 mΩ 甚至 50 mΩ 等采样电阻。

本设备的设计初衷为低功耗分析仪，或者叫微安表。

其高精度与价值体现在1μA∼500mA 的日常工作区间。对于 2 A 及以上的测量，在设计中仅作为瞬时测量存在。

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